Mimir - En Klasse A effektforsterker (Oppdatert)

Introduksjon

Denne audio effektforsterkeren har i prinsippet samme utgangstrinn som min A la Hiraga forsterker. Den forsterkeren brukte Toshiba komplementære JFETs i inngangstrinnet. Disse transistorene produseres ikke lenger, men det amerikanske halvlederselskapet Linear Systems produserer noen meget gode erstatninger, men prisen er ikke akkurat lav... Jeg har derfor kikket nærmere på den forholdsvis kjente 20 W Hiragaforsterkeren med bipolare transistorer i inngangstrinnet. Så hils på Mimir, som endte opp til å være en forsterker som ligner på 20 W Hiragaforsterkeren, men med lavere utgangseffekt og en vri (eller to) for å redusere forvrengningen og utgangsmotstanden. Desom det ønskes en høyere utgangseffekt, kan Mimir v.2 anbefales.

Inngangstrinnet

Det opprinnelige inngangstrinnet (før en enkel modifisering) er vist i figuren nedenfor. Det er fullstendig symmetrisk og forsynt med spenningene VPOS og VNEG. To zenerdioder (D3/D4) er brukt for å gi faste hvilestrømmer til to emitterfølgere Q12/Q13. Offset-justeringen for denne forsterkeren gjøres med potensiometeret RV7. Hvilestrømmen for Q12/Q13 er fastlagt til 1 mA. Når R10 = R22 og R11 = R23, vil hvilestrømmen for Q21/Q22 være den samme. Q21/Q22 er felles emitter forsterkere.

Motstanden R1 fastlegger inngangsimpedansen. R2, som har en forholdsvis lav verdi, gir sammen med kildemotstanden (fra f.eks. en forforsterker) en moderat båndbreddebegrensning på inngangen sammen med inngangskapasiteten til forsterkeren. Verdien til R1 bør ikke være for høy siden det er en liten hvilestrøm på inngangen (lik forskjellen mellom basestrømmene til Q12 og Q13) som går gjennom denne motstanden.

Utgangstrinnet

Utgangstrinnet er vist nedenfor sammen med felles emitter trinnene (Q20/Q21). Transistorene Q28/Q32 i øvre halvdel og Q29/Q33 i den nedre danner Sziklai-par, komplementære tilbakekoplingspar. Siden utgangssignalet er tatt fra emitter på Q32/Q33, vil disse Sziklai-parene utgjøre felles emitter forsterkere. Forsterkningen for hvert par er tilnærmet gitt som forholdet RL/R30 = RL/R31 = 8/0,5 = 16, der RL = 8 ohm er lasten på utgangen - i virkeligheten høyttaleren, og R30 =R31 = 0,5 ohm.. Siden utgangen fra Q32 og Q33 summeres på utgangen, økes forsterkningen til det dobbelte, her lik 32 ganger (30 dB). Lineariteten til Sziklai-par er meget høy.

Driverne Q28og Q29 er mindre effekttransistorer og kan velges som hurtige typer. For effektforsterkere med høyere utgangseffekt kan det være nødvendig å forsyne disse transistorene med små kjølefinner. Effekttransistorene Q32 og Q33 må monteres på en stor kjølefinne.

Komplett skjema, nr 1

Den første utgaven av forsterkeren uten strømforsyning er vist i figuren nedenfor. Komponentene er alle plassert på samme kretskort. J1-J6 er konnektorene på kortet. Det er to "jordinger" på kortet, en støyende (EARTH) og en stille (GND). Disse er skilt med motstanden R0. Dette kan hjelpe mot jordsløyfer hvis de skulle være et problem. I prototypen var denne motstanden valgt til 10 ohm, men kan kortsluttes hvis den er unødvendig. Verdiene vist for komponentene i skjemaet passer for en 10 W forsterker med en forsyningsspenning på +/- 15-16 V. Tilbakekoplingen fra utgangen gjøres med de to motstandene R24 og R25. Potensiometret RV7 brukes for å nulle ut offsetspenning på utgangen. Strømmen i Q12/Q13 og Q20/Q21 er som nevnt ca 1 mA.

Inngangsimpedansen til denne forsterkeren er omkring 33 kohm i parallell med en meget lav inngangskapasitet, som er mindre enn 10 pF. For en 10 W klasse A forsterker med en nominell last på 8 ohm, bør hvilestrømmen i Q32/Q33 minst være 0,8 A. Dette følger av at 12,6 V spiss-spenning (8,9 V RMS) er nødvendig for å gi 10 W i 8 ohms last. Strømmen gjennom lasten er da 12,6/8 = 1,58 A spiss; push-pull designet gjør det mulig å halvere denne strømmen. Hvilestrømmen til Q29/Q30 er omtrent 10 mA og bestemmes av basestrømmen i Q32/Q33.

Forsterkningen i felles-emitter-trinnet Q20 (og Q21) er ca R18L/(r+R22//R24), der r er lik intrinsikk emittermotstand gitt som forholdet mellom termisk spenning (25 mV ved romtemperatur) og kollektorstrømmen (her 1 mA). R18L er R18 belastet med utgangstrinnet. Er strømforsterkningen i Sziklai-paret lik 10000, vil R19L være 1,2 kohm i parallell med 5 kohm, dvs ca 1 kohm. Med r lik 25 ohm, vil dermed forsterkningen i hvert felles-emitter-trinn være:

1000/(25+200//2k) = 4,8 ganger (13,7 dB).

Med en forsterkning i utgangstrinnet på 30 dB er den totale åpen sløyfe forsterkningen derfor ca 43,7 dB (det er noe tap i emitterfølgerne på inngangen).

Tilbakekoplingssløyfen til denne forsterkeren er delt i to: via motstandene R24 og R25. Følgelig er lukket sløyfe forsterkningen til denne forsterkeren tilnærmet R24/R22 = R25/R23) = 10 ganger (20 dB) med de viste verdiene.

Som det ses fra skjemaet, er det også lagt til to kondensatorer: C26 og C27. Disse fastlegger åpen sløyfe og lukket sløyfe båndbredden og sikrer en absolutt stabil forsterker. Fasemarginen er ca 90 grader. Åpen sløyfe båndbredden er ca 60 kHz og lukket sløyfe bånbredden er ca 1 MHz. Den høye åpen sløyfe båndbredden sørger for omtrent samme forvrengning og samme utgangsimpedans over hele det hørbare frekvensområdet. Utgangsimpedansen er for det meste rent resistiv og er ca 0,6 ohm over hele audio-området. Det anbefales ikke å kople kondensatorer i parallell med R24 og R25 for å begrense båndbredden. Siden utgangstrinnet er av type felles emitter, har denne forsterkeren heller ingen problemer med å drive forholdsvis stor kapasitiv last.

Legg forøvrig merke til at når parene Q12/Q20 og Q13/Q21 er komplementære med tilnærmet samme base-emitter-spenning, vil de følge hverandre til å opprettholde en hvilestrøm på ca 1 mA dersom temperaturen endres. Dette medfører at hvilestrømmen i effekttransistorene Q32/Q33 vil stige bare omtrent 0,2 A selv ved en ganske kraftig temperaturstigning. Denne endringen vil stort sett komme av lavere base-emitterspenning for Q28/Q29 ved temperatur stigningen.

Komplett skjema, nr 2

Forsterkerens andre utgave er vist i figuren nedenfor. Hvis en sammenligner dette skjemaet med det første, ses at det er lagt til to ekstra motstander: R16 og R17. Disse øker strømmen gjennom R22 and R23 med i overkant av 2 mA. Dette medfører at R22 og R23 kan være mindre enn halvparten av verdien til R10 og R11, men samtidig opprettholdes det god termisk følging. På denne måten kan vi øke forsterkningen i felles emitter forsterkerne Q20 og Q21 (og øke åpensløyfe-forsterkningen). Med samme forutsetninger som tidligere, vil dermed forsterkningen i hvert felles-emitter-trinn være:

1000/(25+68//680) = 11,5 ganger (21,2 dB).

Med en forsterkning i utgangstrinnet på 30 dB er den totale åpen sløyfe forsterkningen derfor ca 51,5 dB. Fasemarginen er nå i underkant av 80 grader. Åpen sløyfe båndbredden er som før ca 60 kHz mens lukket sløyfe bånbredden er ca 2.5 MHz. Utgangsimpedansen er for det meste rent resistiv og lik ca 1/4 ohm over hele audio-området. Dette er stort sett den eneste grunnen til å innføre denne modifiseringen. Som en bivirkning vil imidlertid også forvrengningen være mindre.

Strømforsyning

13 V referansespenninger, bestemt av zenerdiodene D3 og D4, og verdiene på fallmotstandene R14 og R15 må velges i forhold til VPOS og VNEG slik at det er nok strøm som gjennomløper begge zenerdiodene, transistorene Q12 og Q13 og motstandene R16 og R17. Spenningene VPOS og VNEG bør være minst +15/-15 V for 10 W (i 8 ohm) klasse A drift. R14 og R15 lik 330 ohm er passe for +15/-15 V.

I figuren nedenfor er vist en transformator (T1) og likeretter (D1) som forsyner en filterbank. En sikring (F1) på primærsiden er et krav. En nettbryter er vanligvis i serie med denne sikringen. I prototypen ble det brukt en transformator for hver kanal. En felles transformator for begge kanaler er selvsagt en mulighet.

Kondensatorbanken er plassert på separat kretskort, som vist nedenfor. Istedenfor å bare bruke to kondensatorer, er denne spenningsforsyningen av type CRC, noe som gir bedre rippel-undertrykking. Størrelsen på motstandene kan økes for bedre rippel-undertrykking, men effektdissipasjonen må tas med i betraktningen. Det anbefales å bruke separat kondensatorbank for hver kanal. Kondensatorverdiene var 33000 uF i en 10 W prototype. På kretskortet er kondensatordiameteren begrenset til ca 25 mm, noe som også begrenser maksimale kondensatorverdier.

En kan også argumentere for en felles strømforsyning for begge kanaler. Siden dette er en klasse A forsterker med global tilbakekopling, kunne en felles strømforsyning være fristende, men det er ikke blitt prøvd for denne forsterkeren.

Utlegg

Utgangene fra transformatoren føres til likeretterne og til chassis jord som vist i strømforsyningsskjemaet. Fra likeretterne føres forbindelser for positive og negative spenninger til spenningsforsyningskortene. Utlegget for disse er vist i figuren nedenfor.

Fra jord på spenningsforsyningskortene føres en forbindelse til felles jord på chassis. Phonobøssingens jord forbindes til skjermen på phono-kabelen og forbindes så til forsterkerkortet, til punktet merket GND (Signaljord). Phono-kabelens varme ende forbindes til forsterkerkortet merket med IN. Fra høyttalerutgangen tvinnes de to lederne og føres til forsterkerkortet til punktene merket OUT og EARTH. Sistnevnte er forbundet til minuslederen. Fra strømforsyningskortene legges forbindelser for strømforsyningen til forsterkerkortene. Alle forbindelser bør være så korte som mulig. Hvis det skulle opptre noen form for ustabilitet, støy eller brum, er sannsynligheten stor for at årsaken er dårlig ledningsføring (som fører til for eksempel jordsløyfer).

Utlegget til forsterkerkortet er vist i figuren nedenfor. Husk at R16 og R17 ikke er i bruk for Versjon 1 og at motstandene R22-R25 har forskjellig verdi for de to versjonene.

Det anbefales å bruke en variabel nett-transformator ved første gangs oppstart av forsterkeren. Når spenningen økes, justeres offset ved hjelp av potensiometret RV7. Om mulig, bruk et oscilloskop for å se på utgangen, det bør ikke være annet enn støy her hvis alt er i orden. Etterhvert som temperaturen øker, kan det være nødvendig å etterjustere offset. Offset-spenningen på utgangen vil variere noe, men bør ikke overstige 50 mV. Hvilestrømmen i utgangstransistorene måles som spenningen over R30/R31. Dersom hvilestrømmen er for høy (i forhold til kjølefinnenes kapasitet), er det enklest å minke størrelsen på motstandene R10/R11. For Versjon 2 kan også størrelsen på motstandene R16/R17 minskes. Ved for lav hvilestrøm, er det enkleste å redusere størrelsen på motstandene R8/R9.

Prototypen var en 2x10 W forsterker, nr 2, hvor forsyningsspenningen var omkring +15/-15 V med en hvilestrømm på ca 1 A (passende for klasse A ned til 6 ohm). Forvrengningen ved 10 W var ca 0,05 %. Ca 1,25 V spissverdi er nødvendig for full 10 W RMS utgangseffekt. Denne følsomheten burde være tilstrekkelig for de fleste moderne signalkilder slik at det ikke skulle være nødvendig å bruke en forforsterker. Hvis det er påkrevd med høyere forsterkning, kan R25 og R26 økes. Men vær oppmerksom på at utgangsimpedansen og forvrengningen vil øke ved høyere forsterkning.

Materialliste (BOM) er vist nedenfor. Forsterkeren egner seg godt for egne tilpasninger. Ved erstatninger, husk å ta høyde for endrede fysiske mål og pinnekonfigurasjoner, spesielt for bruk av andre transistortyper ved montering på kretskortene.

Materialliste

Med unntak av effektmotstandene er det brukt 0,6 W metallfilmmotstander med 1 % toleranse. Effektmotstandene som er brukt, er 3 W med 1% toleranse. Andre typer er selvfølgelig også mulig.

Drivertransistorene Q28/Q29 er raske typer med meget lav Cob (kollektor-base-kapasitet). Imidlertid var forskjellen sammenlignet med det tradisjonelle paret BD139/BD140 liten når det ble prøvd. Paret 2SC5200/2SA1943 fra Toshiba ble brukt for utgangstransistorene Q32/Q33. Disse kommer i plasthus og ble montert direkte på en stor kjølefinne.

R0 10 ohm
R1 33 kohm
R2 680 ohm
R8 8,2 kohm
R9 12 kohm
R10, R11 180 ohm
R14, R15 330 ohm
R16, R17 6,2 kohm NB! Kun Versjon 2
R18, R19 1,2 kohm
R22, R23 200 ohm for Versjon 1
R22, R23 68 ohm for Versjon 2
R24, R25 2 kohm for Versjon 1
R24, R25 680 ohm for Versjon 2
R30, R31 0,5 ohm 3 W

RV7, RV8 10 kohm Potensiometer Bourns 3386F eller ekvivalent

C5, C6 100 nF Aksiell Film L12,0 mm D6,5 mm P15,0 mm
C26, C27 68 pF NP0/C0G P5,0 mm
C34, C35 10 uF Radiell Film L18,0 mm W9,0 mm P15,0 mm

D3, D4 13V 500mW Zener

Q12, Q21 KSA992
Q13, Q20 KSC1845

Q28 KSA1381/KTA1381
Q29 KSC3503/KTC3503
Q32 2SC5200
Q33 2SA1943

J1 Skrueterminal 01x02
J2-J6 Loddeterminaler

Kjølefinne (2 stk) Fischer SK95 eller tilsvarende
Kjølefinne (2 stk) 0,5 K/W eller tilsvarende

Please notice:
This project description is for non-commercial use, only. Using this document on a site and charging a fee for download is vialation of non-commercial use and prone to demand for payment. So, for commercial use, contact me for agreement of terms. This page, however, can be downloaded for own use, and linked to, not violating term of non-commercial use.

Hjem