Klasse A Effektforsterker (Oppdatert)

Prinsipp

Dette er en oppdatering av en forsterker kalt Power Amplifier. Oppdateringen var nødvendig for å erstatte utgåtte transistorer. Utlegget (PCB) er også helt nytt.

Denne effektforsterkeren er i prinsipp en 'Current Mode Feedback' design (i motsetning til de fleste forsterkere som er av type spenningstilbakekoplet), se figuren nedenfor.

Inngangssignalet mates til en inngangsbuffer med en spenningsforsterkning på én og en utgangsimpedans lik R0. Motstandene RF og RI demper utgangssignalet og danner tilbakemeldingsnettverket. Forskjellen mellom inngangssignalet og tilbakekoplingssignalet resulterer i feilstrømmen I. Denne ledes til et strømspeil og transformeres til en ekvivalent spenning over motstanden RT, som normalt har høy verdi. Denne spenningen mates til utgangen via en utgangsbuffer, som er en strømforsterker (med en spenningsforsterkning på én). CT er en kompensasjonskondensator, som sørger for stabiliteten til forsterkeren (og den nødvendige fasemarginen). Forsterkere med 'Current Mode Feedback'-design brukes for å få forsterkere der båndbredden er nesten uavhengig av spenningsforsterkningen. Forsterkere av denne typen har veldig stor båndbredde og er veldig raske.

Skjematisk beskrivelse

Forsterkeren, se kretsskjemaet nedenfor, er fullt symmetrisk bygget opp som en spenningsforsterker etterfulgt av en strømforsterker. Relasjonen R14/R15 gir tilnærmet lukket sløyfeforsterkning.

Inngangstrinnet består av to JFET-er i en symmetrisk kobling, i stedet for de vanlige (minimum fire) bipolare transistorene. Hvis man tar forskjellen mellom drainstrømmen for disse komplementære felteffekttransistorene, kan man i teorien realisere en forsterker uten forvrengning. I praksis vil de to transistorene være forskjellige, noe som får forskjellen til også å danne like harmoniske komponenter. Siden det brukes bipolare transistorer i en symmetrisk kobling for å danne strømdifferansen, vil disse også danne flere odde harmoniske komponenter. Sluttresultatet er en forsterker som minner om en rørforsterker: Forvrengningen består hovedsakelig av andre harmoniske komponenter etterfulgt av tredje harmoniske etc, med andre ord symmetriske fallende harmoniske komponenter.

Offsetjusteringen gjøres av potensiometeret P13. Motstandene R1 + R2 danner inngangsimpedansen. Motstanden R1 vil sammen med forforsterkernes utgangsmotstand og inngangskapasitansen til forsterkeren sette den øvre grensefrekvensen. Hvis forforsterkeren har f.eks. 600 ohm utgangsimpedans, er grensefrekvensen ved JFET-gatene ca. 2 MHz, noe som gir en ekvivalent inngangskapasitet på ca. 45 pF.

Felteffekttransistorene Q11 (N-kanal) og Q12 (P-kanal) tåler maksimalt henholdsvis 40 V og 25 V for å fungere riktig, og deres interne kapasitanser er høye. Bruk av kaskodekoblingen som vist, løser disse problemene. Fellesbasetransistorene Q9/Q10 er bipolare typer. Det brukes også 'basedegenerasjon' ved hjelp av motstandene R3-6 i stedet for å bruke en konstant spenning på basen til transistorene. Forvrengningen fra disse transistorene er svært lav sammenlignet med den relativt høye (like orden) forvrengningen fra felteffekttransistorene.

I stedet for å bruke et ordinært strømspeil for strømmen fra Q9/Q10, brukes her et forsterkende strømspeil. Spenningen på inngangen til forsterkeren omformes til en proporsjonal strøm i JFET-ene. Denne strømmen sammenlignes med tilbakekoblingsstrømmen (via R14). Den resulterende feilstrømmen transformeres til en spenning over R7 (og R8). Denne feilspenningen finnes over R19 (og R20) med liten feil, siden Q16 (og Q17) opererer med konstant strøm (og da med konstant base-emitterspenning). Feilstrømmen forsterkes med forholdet gitt av R7/R19 (og R8/R20), og omformes til en proporsjonal spenning i summeringspunktet før strømforsterkeren.

Åpensløyfeforsterkningen er gitt av JFETs transkonduktans redusert med lokal tilbakemelding, multiplisert med forholdet R7/R19 og til slutt multiplisert med belastningen på basen av Q31/Q32. Uten motstandene R23 og R24 er belastningen på dette punktet både belastningsavhengig og parameteravhengig. Dermed bestemmer disse motstandene den åpne sløyfeforsterkningen til omtrent 46 dB. Med en lukket sløyfeforsterkning på ca. 26 dB er tilbakekoblingsfaktoren relativt lav: ca. 20 dB.

Derivatkompensasjon brukes i stedet for normal integralkompensasjon. Dette gir en høyhastighets stabil forsterker med stor båndbredde, og lyden påvirkes ikke negativt av kompensasjonskondensatorene C25 og C26. Den lave verdien på kompensasjonskondensatorene betyr igjen høyere Slew Rate-verdi. I dette tilfellet setter ikke Slew Rate-begrensningen inn før over 25 V/µs.

Forsterkeren har samme åpen-sløyfeforsterkning og båndbredde for alle audiofrekvenser, siden åpen sløyfebåndbredden er veldig høy, ca. 100 kHz. Dette er ekvivalent med nesten like mye forvrengning og samme utgangsimpedans over hele hørbare området. Utgangsimpedansen er nesten resistiv gjennom hele lydområdet, bare knapt induktiv ved de høyeste frekvensene (noen få grader ved 20 kHz).

Fasemarginen er ca. 75 grader ved gitt lukket sløyfeforsterkning. Hvis høyere fasemargin er ønsket, kan verdien av C25 og C26 dobles uten noen negativ innvirkning på forsterkerens ytelse. Lineariteten er god, takket være bruken av en "omvendt" Sziklai-kobling (Q16/Q21 og Q17/Q22). Forvrengningen er mindre enn den ville vært hvis et vanlig strømspeil ble brukt (uten ekstra buffer).

Strømforsterkeren som brukes er en vanlig Darlington-emitterfølger, valgt ut fra stabilitets- og linearitetskrav, og den har samtidig god termisk stabilitet. Forspenningsgeneratoren består av komponentene 27-30. Hvilestrømmen stilles inn ved hjelp av potensiometeret P29.

Strømforsyningen kan bestå av en felles transformator for de to kanalene, men med separate likerettere og kondensatorer for hver kanal, se skjemaet nedenfor.

Siden dette er en klasse A forsterker med global tilbakekopling, er en felles transformator tilstrekkelig når filtreringskondensatorene er store nok, 10000-20000 µF bør være tilstrekkelig. Det er imidlertid mulig å bruke separat forsyning for strøm- og spenningsforsterker, om ønskelig. I dette tilfellet fjernes R38 og R39 og spenningen legges over C40 og C41. Forsyningsspenningen til spenningsforsterkeren kan i dette tilfellet være ca. 5 V høyere enn forsyningsspenningen for strømforsterkeren. Høyere utgangseffekt oppnås dermed uten høyere nevneverdig effekttap (for samme verdi av forsyningsspenningen til strømforsterkeren).

Ved å bruke en 2x18 V toroidtransformator (minimum 300 VA) og verdiene i delelisten, vil forsterkeren yte 25 W RMS til 8 ohm. Dette krever en hvilestrøm på 1,25 A. Hvilestrømmen kan økes over denne verdien avhengig av kjøleribben som brukes. Kjøleribbe med minimum 0,35K/W anbefales. En hvilestrøm på 1,6 A svarer til klasse A for full utgangsspenning ned til en lastimpedans på 6 ohm. Med økt spenning for spenningsforsterkeren (f.eks. 5 V høyere enn for strømforsterkeren), økes utgangseffekten til 30 W RMS til 8 ohm. Dette krever en hvilestrøm på minimum 1,4 A. Hvis strømmen økes over denne verdien, husk kjølebehovet.

Komponentplasseringen er vist nedenfor. Kretskortet måler 100x50 mm. Det trenges to kort for en stereo-versjon.

Monteringsanvisning

Med unntak av effektmotstandene kan 0,6 W metallfilmmotstander med 1 % toleranse brukes. Effektmotstandene (f.eks. 3 W) bør være ikke-induktive, og alternativt kan de realiseres ved å kople i parallell metallfilmmotstander. JFET-ene LSK170C/LSJ74C fra Linear Integrated Systems bør brukes for J11/J12. Det er en fordel om disse transistorene er matchet. Paret 2SK170BL/2SJ74BL fra Toshiba kan brukes i stedet, men disse produseres ikke lenger. Verdien av R7 og R8 er valgt for å passe til en strøm på 5-7 mA fra JFET-ene. Hvis strømmen er høyere, kan motstandsverdiene reduseres. De bipolare småsignaltransistorene er paret KSC1815/KSA1015 fra OnSemi, valgt ut fra deres gode linearitet. Hvis det er ønskelig å erstatte noen av disse foreslåtte transistorene, må det passes på at pinningen er riktig når transistorene monteres på kretskortet.

Hvis transistorene Q21 og Q22 drives med en strøm høyere enn 25 mA, bør små kjølefinner vurderes.. Effekttransistorene som er foreslått for Q34/Q35, er paret KSC5200/KSA1943 fra OnSemi, et alternativ er 2SC5200/2SA1943 fra Toshiba. Disse effekttransistorene kommer i et plasthus, noe som gjør det nødvendig å montere dem direkte på kjølefinnen. Drivertransistorene Q31/Q32 og Forspenningstransistoren Q30 kommer også fra OnSemi, men disse er også tilgjengelige som 2SC3503/2SA1381 fra Sanyo. Transistorene Q31/Q32 skal ha separate kjølefinner, kretskortet er laget for å bruke SK95. Forspenningstransistoren Q30 kan monteres på den store kjølefinnen, men kan også monteres på en av effekttransistorene.

Fra strømforsyningskondensatorene, merket med V+ og V-, foretas koblingene til kretskortet med samme merking. Fra 0 V på strømforsyningskondensatorene lages forbindelse til terminalen merket EARTH på kretskortet. Phonokontaktens jordterminal er koblet til skjermen til phonokabelen, som igjen er koblet til kretskortet til på punktet merket GND (Signal Ground). Den indre lederen til phonokabelen er koblet til kretskortet merket med 'IN'. Fra høyttalerutgangen er de to lederne tvunnet og festet til kretskortet i de to punktene merket med 'OUT' og 'EARTH'. Alle tilkoblinger bør være så korte som mulig. Hvis det skulle oppstå noe ustabilitet eller støy, er sannsynligheten stor for at årsaken er dårlige forbindelser (f.eks. jordsløyfer).

Oppstart og justering

Det anbefales å bruke en variabel transformator eller variabel likespenningsgenerator første gang forsterkeren startes opp. Når strømforsyningsspenningen økes, justeres utgangs-offset-spenningen ved hjelp av potensiometeret P13 til å være nær 0 V DC. Hvilestrømmen justeres fra minimum og økes sakte ved hjelp av potensiometeret P29. Hvis mulig, se på utgangen med et oscilloskop, det skal ikke være annet enn støy her hvis alt er i orden. Når temperaturen øker, er det nødvendig å justere både offsetspenning og hvilestrøm på nytt. Offsetspenningen ved utgangen varierer, men bør ikke overstige 30 mV.

Omtrent 0,775 V RMS inngangsspenning kreves for full utgangseffekt. Dette skal være tilstrekkelig for de mest moderne signalkildene uten å være nødt til å bruke forforsterker. Hvis høyere forsterkning ønskes, reduseres R15 (og omvendt). Vær oppmerksom på at tilbakekoplingsmotstanden R14 skal være uendret. Ingen av de gode egenskapene til forsterkeren, som båndbredde, forvrengning og Slew Rate, blir forringet ved moderat endring av R15.

Utgangseffekten til denne forsterkeren kan økes til 50 W RMS i klasse A. Kjølebehovet er imidlertid stort og skal ikke undervurderes. Det er forfatterens oppfatning at 25 W RMS reell klasse A er tilstrekkelig for hjemmebruk i de fleste tilfeller. En klasse A-forsterker oppfattes generelt som kraftigere enn en klasse B (eller A/B).

Stykkliste (BOM) er vist nedenfor. Forsterkeren egner seg godt for personlige tilpasninger. For utskiftninger, husk å ta hensyn til endrede fysiske dimensjoner og pinnekonfigurasjoner, spesielt for bruk av andre transistortyper ved montering på kretskortet.

Stykkliste (et kretskort)

Metallfilmmotstander med 1% tolerance kan brukes. Effektmotstandene kan være 3 W, mens de øvrige motstandene kan være 0,6 W. Andre typer er selvfølgelig også mulig så lenge de passer på kretskortet. Utgangstransistorene Q34 og Q35 kommer i et plasthus og kan monteres direkte på den store kjølefinnen.

Please notice:
This project description is for non-commercial use, only. Using this document on a site and charging a fee for download is vialation of non-commercial use and prone to demand for payment. So, for commercial use, contact me for agreement of terms. This page, however, can be downloaded for own use, and linked to, not violating term of non-commercial use.